23.3 谐振开关拓扑

上一节我们聊完了 ZCS（零电流开关）准谐振变换器。我们弄明白了它是怎么利用谐振电感把电流推过零点的，也看到了它的致命伤：它虽然在关断时很体贴（零电流），但在开通时依然要硬抗 MOSFET 输出电容 $C_{oss}$ 的放电冲击。对于高频下的 MOSFET 来说，这简直是「按住葫芦浮起瓢」。

既然零电流开关（ZCS）解决不了 MOSFET 的痛点，那我们是不是该反过来想一想？如果我们让电压归零，再去开通开关，是不是就能完美避开 $C_{oss}$ 的放电损耗？

这一节，我们就来聊聊 ZCS 的「对偶体」——ZVS（零电压开关），以及为了追求极致效率而衍生的更复杂的拓扑。

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23.3.1 零电压开关（ZVS）准谐振变换单元

如果在上一节的 ZCS 电路里，把谐振电感 $L_r$ 和谐振电容 $C_r$ 的位置对调一下——也就是把 $C_r$ 并在开关管两端，把 $L_r$ 串在二极管回路里——你会得到一种完全不同的特性。

ZVS 准谐振开关单元长这样：这里的 SPST 开关（也就是我们要实现的 Q1）现在是并联在谐振电容 $C_r$ 两端的。 这就意味着，开关管 Q1 和它的反并联二极管 D1，会在电容电压为零的瞬间进行切换。

这就是 ZVS（零电压开关）准谐振开关的核心逻辑。

⚡️ ZVS 带来了什么？

1. 开关管 Q1/D1 实现 ZVS：因为 $C_r$ 并联在开关上，电压谐振归零时开关动作，开通损耗几乎消失。
2. 二极管 D2 实现 ZCS：谐振电感 $L_r$ 串联在二极管回路，二极管是电流过零关断的。这对二极管来说是个坏消息，因为它意味着反向恢复问题虽然没了（电流没了），但关断时的电压应力可能会因为振铃而增加。

⚠️ 踩坑预警： 一定要分清这里的角色互换。在 ZCS 里，二极管是 ZVS（好），开关管是 ZCS（对 MOSFET 坏）；在 ZVS 里，开关管是 ZVS（对 MOSFET 好），二极管变成了 ZCS（对二极管一般）。

ZVS 的 Buck 实现与波形

来看 ZVS 在 Buck 变换器里的实现。

• 谐振电容 $C_r$ 跨接在开关管 Q1 两端。
• 谐振电感 $L_r$ 串在续流回路（也就是 D2 那条路）上。
• 同样有半波（单向）和全波（双向）两种模式，取决于 Q1 的实现方式（是否串联二极管阻断反向电流）。

转换比 $\mu$ 的公式

经过和上一节类似的推导（把电流电压变量对调），我们可以得到 ZVS 的转换比公式。

对于半波 ZVS：

$$\mu =1-\frac{f_s}{2\pi f_0}[\frac{J_s}{2}+\arcsin \left(\frac{J_s}{2}\right)+\frac{1+\sqrt{1-(J_s/2{)}^2}}{J_s/2}]$$

(注：原文公式 23.61 的简化描述)

对于全波 ZVS： 公式稍微不同，涉及 $P_1(J_s)$ 函数，形式上和 ZCS 的全波公式是对偶的。

这里有一个至关重要的 ZVS 条件：

$$J_s\ge 1$$

记住这个式子。这意味着：如果负载电流太小（$I_2$ 太小），导致 $J_s<1$，谐振能量不足以把电容电压拉回零，ZVS 就会丢失。 这和 ZCS 形成鲜明对比——ZCS 是在全负载下都能工作的，而 ZVS 在轻载时会「翻车」，退化成硬开关。

ZVS 的代价：电压应力

虽然 ZVS 解决了 MOSFET 的开通损耗，但它引入了一个非常可怕的问题——电压应力。

开关管承受的峰值电压是：

$$V_{cr,pk}=(1+J_s)V_1$$

这意味着什么？ 假设你想在 5:1 的负载范围内实现 ZVS。 根据 $J_s\ge 1$ 的要求，满载时 $J_s$ 可能设为 5，那么：

$$V_{cr,pk}=(1+5)V_1=6V_1$$

你的 600V MOSFET，实际上可能要承受 6 倍的输入电压尖峰。这通常是不可接受的。 为了这个代价，我们会承受比 PWM 更大的导通损耗（因为耐压更高的 MOSFET，其导通电阻 $R_{ds(on)}$ 往往更大）。

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23.3.2 零电压开关多谐振变换器（ZVS MRS）

ZVS 准谐振（ZVS-QRC）有一个尴尬点：二极管 D2 是 ZCS 关断的，虽然二极管反向恢复损耗没了，但在某些高频场合，我们希望所有半导体器件都实现 ZVS，以彻底消除关断时的电压电流交叠。

于是，工程师们想出了一个「贪心」的方案：在开关管和二极管上都并联电容。

它的结构是这样的：

• 开关管 Q1 并联了 $C_s$（Switch Capacitor）。
• 二极管 D2 并联了 $C_d$（Diode Capacitor）。
• 它们之间串着一个谐振电感 $L_r$。

这就是**零电压开关多谐振开关（ZVS Multiresonant Switch, ZVS MRS）。

它好在哪里？

在这个网络里，无论是开关管还是二极管，它们关断的时候，电压都是在谐振电容的「掩护」下缓慢上升的。理论上，所有器件都实现了 ZVS。 这意味着：

• 几乎没有开关损耗。
• EMI 极低（因为电压变化率被电容限制了）。

多谐振的代价

天下没有免费的午餐。从它的特性曲线上你会看到：

• 为了维持 ZVS，你需要调节频率 $F$。
• 曲线的形状受 $C_d/C_s$ 比值影响很大。
• 虽然电压应力比单纯的 ZVS-QRC 稍微好控制一点，但依然比 PWM 高。

这种拓扑常用于对效率要求极高、且输入电压范围相对固定的场合（比如某些服务器电源或高端 LED 驱动）。

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23.3.3 准方波谐振变换器

除了上面这两种基于「准谐振」的思路，还有一种被称为准方波的拓扑。

它的基本思想是：

• ZCS-QSW：所有器件串联谐振电感 $\to$ 全是 ZCS。
• ZVS-QSW：所有器件并联谐振电容 $\to$ 全是 ZVS。

这听起来很像上面的 MRS，但关键区别在于：准方波变换器的波形看起来更像 PWM（方波），只是在开关动作的瞬间利用了谐振进行过渡。

ZVS 准方波变换器（ZVS-QSW）

来看它在 Buck 里的结构。 这里有个很妙的设计：谐振电感 $L_r$ 和输出滤波电感 $L$ 是并联的。 如果 $L$ 设计得比较小（或者直接用 $L_r$ 兼任滤波电感），这就构成了一个独特的结构。

它的特性非常有意思：

1. 电压应力低：这是 ZVS-QSW 最大的卖点。它的开关管峰值电压等于输入电压，和普通 PWM 一样！这比之前的 ZVS-QRC（2倍甚至6倍电压）要好太多了。
2. 电流应力大：代价来了。虽然电压没炸，但电流应力变大了。
3. ZVS 范围受限：为了维持 ZVS，转换比 $\mu$ 必须大于 0.5。也就是说，输出电压 $V_o$ 不能低于输入电压 $V_g$ 的一半。

这意味着如果你想做一个宽范围输出的 Buck（比如从 20V 降到 1V），普通的 ZVS-QSW 是做不到全程 ZVS 的。

解决方案：同步整流版

为了突破 $\mu <0.5$ 时的 ZVS 限制，工程师引入了同步整流。 做法很简单：把二极管 D2 换成另一个可控开关 Q2。

为什么要这样做？ 因为我们可以让 Q2 开通得比二极管「本该」导通的时间更久。 这就额外提供了续流电流，帮助谐振槽在死区时间内把 Q1 的电压拉回零。

这种结构展现了一个非常理想的特性：

• 在固定频率 $F=0.5$ 下工作。
• 只要控制死区时间和谐振参数，几乎可以在全范围（$\mu$ 从 0 到 1）内实现 ZVS。
• 控制特性非常像 PWM（$\mu \approx D$），但效率远高于 PWM。

这正是许多现代** LLC 谐振变换器或者有源钳位**电路的原型思维。

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23.3 本节总结：代价与选择

到现在，我们几乎把谐振开关家族的主要成员都过了一遍。

1. ZCS 准谐振：解决了 IGBT 的关断问题，但对 MOSFET 没啥大用，且电压应力高。
2. ZVS 准谐振：解决了 MOSFET 的开通问题，但电压应力极高（$V>2V_{in}$），且轻载会丢失 ZVS。
3. 多谐振（MRS）：全员 ZVS，效率极致，但控制复杂，电压应力依然不低。
4. 准方波（QSW）：电压应力低（最像 PWM），但在大降压比下需要同步整流辅助。

你会发现，这依然是一场关于应力与损耗的博弈。

• 想要零损耗？那就承受高电压应力（ZVS-QRC）。
• 想要低电压应力？那就承受高电流应力和复杂的控制（ZVS-QSW）。

这些结论会直接影响下一章。下一章我们会走出这种分立元件的「谐振开关」，去面对真正的「大boss」——全桥谐振变换器。那时候，你会发现上面所有这些关于 ZVS 失效、应力转移的讨论，都会在全桥的移相控制（Phase-Shift Control）中以一种全新的面貌再次出现。

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参考说明：参考自 geqianQWQ 同学阅读《Fundamentals of Power Electronics》的笔记，仅作理解线索；本文为结合自己理解重新整理的学习笔记，不涉及对原书的复制或翻译。